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偏置电路设计优选九篇

时间:2023-05-19 17:01:16

偏置电路设计

偏置电路设计第1篇

关键词: 硅PIN光电二极管; 偏置电路; 电子滤波器; 闪烁探测器

中图分类号: TN710?34 文献标识码: A 文章编号: 1004?373X(2014)13?0159?03

Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes

JIA Mu?lin1, ZENG Guo?qiang2, MA Xiong?nan3

(1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station, Naning 530222, China; 2. Chengdu University of Technologe, Chengdu 610059, China;

3. China Institude For Radiation Protection, Taiyuan 030006, China)

Abstract: The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection, but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT (Tl) scintillator. A good result was achieved.

Keywords: Si?PIN photondiode; bias circuit; electronic filter; scintillator detector

硅PIN光电二极管(以下简称SPD)作为一种成熟的半导体光电器件,因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用,但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此,在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻,必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性,这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况,本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计,并将其应用于NaI(Tl)+SPD辐射探测器的信号检测。

1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系

1.1 SPD及其偏置电压简介

与普通光电二极管相比,SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时,内建电场几乎集中于I层,使得耗尽层厚度加大,增大了对光子的吸收和转换有效区域,提高了量子效率;同时,PN节双电层间距加宽,降低了器件本身的结电容,如图1所示。使得器件的响应速度提高,有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用;此外,结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配,有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。

图1 偏置电压与结电容关系

1.2 偏置电压电平选择

但偏置电压不是越高越好,原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加,如图2所示。当偏压超过一定值时,暗电流随偏压呈线性增长趋势,使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时,若所加偏压自身噪声较大,将直接影响到有用信号的提取,甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果,一般将偏置电压设定在24 V。

图2 偏置电压与暗电流关系

2 偏置电路设计

2.1 升压芯片确定

通常,便携式仪器配用的电源电压为较低,无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求,须进行升压处理。目前,主要选用APD(雪崩光电二极管)专用升压芯片(如:MAX5026,MAX1932等)构成SPD的偏置电路,但成本相对较高,且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要,造成了一定的浪费。因此,设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。

本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器,其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制(FPM)模式,开关频率高达1 MHz;输入电压范围为1.8~6 V,可选用的供电电源较为丰富,适用性强;最高输出电压可达28 V,可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。

2.2 TPS61040工作原理

TPS61040的内部功能结构如图3所示,其脉冲频率调制模式(PFM)工作原理如下:转换器通过FB脚检测输出电压,当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时,启动内部开关,使电感电流增大,并开始储能;当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时,内部开关自动关闭,电感所储能量开始释放;反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns,开关再次启动,电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配,转换器工作在不间断导通模式,开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关,可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接,可将关断电流减小到0.1 μA量级,从而大大降低了功率。

图3 TPS61040的功能模块

2.3 升压电路设计

本文设计(图4所示)采用5 V电池作为电源,输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值,反馈电平又与分压电阻直接相关,输出电压[Vout]可按如下公式计算:

[Vout=1.233*(1+RTRB)]

式中:[RT]和[RB]分别为上下分压电阻,在电池供电的情况下,二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时,应综合考虑阻值与反馈电平的关系,较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声,本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻,根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波,可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。

图4 升压转换器原理图

2.4 滤波电路设计

根据PFM模式的工作原理可知,流过储能电感的电流呈现周期性的变化,从而将其内贮存的磁能转化为电能输出,造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化,波形近似为三角波,如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。

要得到理想的偏置电压,必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波,电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用,可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能,基本设计如图6所示。通过滤波处理后,成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内(见图7),且整个偏压电路体积较小,而且成本较低。

图5 升压转换器输出电压波形

图6 偏压滤波原理图

图7 滤波后的偏压

3 应用实例

本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管,可用于闪烁探测器中光电转换功能,选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI(Tl)晶体,通过一块聚光光锥将NaI(Tl)晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测,并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压;选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器(原理如图8所示)处理后,输出信号的波形如图9所示,可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。

图8 前放原理图

图9 加有偏压核脉冲信号波形

4 结 论

本实验表明,基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源,与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比,成本更低,且电路结构简单、功耗较低、体积较小,具有一定的实际运用价值。

参考文献

[1] 尼曼(美).半导体物理与器件[M].3版.北京:电子工业出版社,2005.

[2] 凌球,郭兰英.核辐射探测[M].北京:原子能出版社,1992.

[3] 侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2006.

[4] 薛永毅.新型电源电路应用实例[M].北京:电子工业出版社,2001.

偏置电路设计第2篇

关键词:电压比较器;运算放大器;阈值比较

1 前言

比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件,该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间,运算放大器亦是如此。

比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。

运算放大器有如此多相似之处,但我们却不能忽略他们的细微差别。

比较器拥有逻辑输出端,可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS,则比较器的输出始终为正负电源的轨之一,或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统,用于驱动逻辑电路,用于高速工作,即使过载亦是如此。

运算放大器有一个模拟输出端,但输出电压不靠近两个供电轨,而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用,来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器,而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统,用于驱动简单的电阻性或电抗性负载,而且不能过载至饱和状态。

正是这些细微差别,比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待,分别实现不同的功能。但若稍作改变,利用他们的相似之处,又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计,讨论,并通过试验结果进行现象分析。

2 光电探测电路原理

如图1所示为光电探测电路原理图,光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号,输入到放大电路,经过一级放大和整形等操作,输入到信号处理单元。

图1 光电探测电路原理框图

3 电路各部分设计及功能实现

3.1 光电探测器及偏置电路设计

光电探测器将光信号转换为电信号,一般在设计中主要考虑响应度,响应时间,光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管,反向偏置电压为5v,其在反偏电压下工作电路如图2:

图2 光电探测器及偏置电路

3.2 放大电路设计及功能实现

3.2.1 放大电路设计

经光电二极管接收、转换的信号,其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求,为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比,还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示:

放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号,考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定,受温度影响较小,在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz,压摆率为1400v/?滋S,噪声为4.1nV/,是一款高速低噪声运算放大器,满足基本的脉冲信号的放大需求。

运算放大器是一种双电源器件,因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置,对于给定电源电压,这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说,为了避免削波现象,需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半,极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。

该放大电路采用同相比例运算电路,进行单电源固定增益的放大,增益系数由R30/R29决定,本设计中设定放大倍数为5。

本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路,用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路,同时设定电路(交流)输入阻抗。在本电路中,采用R27和R28组成的分压器,该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成,如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz,C34电容值为0.1uF,则:

此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34,若取值足够大,能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。

3.2.2 放大电路功能实现情况

输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后,放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。

由图4可以看到,此电路能正常实现信号放大的,完全起到了放大高速微弱信号的作用。

3.3 阈值比较电路及电路实现情况

3.3.1 阈值比较电路

本设计中,阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现,具体电路设计如图5所示:

高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现,R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置,R34则提供阈值电压参考值,根据实际需要,此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路,同时设定电路(交流)输入阻抗。

3.3.2 阈值比较电路工作情况

窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器,经阈值比较后输出TTL脉冲信号,通过判别前沿获取时间信息,放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示:

由图6可以看到,实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别,完全能够满足实际应用需要。

4 结束语

该电路中,单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题,方便后续电路的处理;阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号,有效地去除噪声,提高信噪比,为后续进行信号处理提供了保证,也就是说,此类应用中,尤其对供电方式要求单一的应用中,将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。

运算放大器不但有单运放封装,同时提供双运放或四运放型号,这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜,而且占用电路板面积更小,进一步节省了成本。另外,比较器专门针对干净快速的切换而设计,因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而,在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中,将运算放大器用作比较器可能比较方便。

但是用作比较器的运算放大器没有负反馈,因此其开环增益非常高。跃变期间,哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容,也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿,但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外,将运算放大器用作比较器时,受饱和影响,其反应速度低于期望水平,如果高速非常重要,将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。

总之,文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段,在实际应用时,必须了解相关知识,以确保所选运算放大器能达到要求的性能。

参考文献

[1]童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社,2003.

[2]TEXAS INSTRUMENTS,Inc OPA699 Datasheet[Z].2012

[3]何希才(译).运算放大器应用电路设计[M].科学出版社,2004

偏置电路设计第3篇

关键词:风力发电机组;偏航系统;偏航控制系统;优化

Abstract:In a typical yaw control system based on single chip computer language design, the yaw controller is responsible for yaw control system operation and control, this paper introduces the doubly-fed wind power generation units in the domestic application of the most based on PLC control yaw control system, studies its system characteristics and calculation principle and control principle, and the system selects the yaw controller in the practical application of angle adjustment difficulties and zero cross detection in the presence of software defect presents new angle adjustment method and a new zero cross detection control logic.

Keywords: Double-fed Induction Generator; yaw system; yaw controller system; Optimization

中图分类号:[C94]文献标识码:A 文章编号:2095-2104(2012)

0引言

在我国,兆瓦级风力发电机组在风能的开发中得到了大规模发展和应用。偏航控制系统作为兆瓦级风力发电机组控制系统的重要组成部分,用主动对风的控制功能实现着风力发电机组对风能捕获的追踪,使风轮始终保持在迎风状态,从而高效地利用风能,风能的高效利用也进一步降低了风力发电的成本。本文深入研究风电行业中主流的、应用于双馈异步风力发电机组主控系统中基于PLC控制的偏航控制系统(注:偏航控制系统为偏航系统的电控部分,偏航系统的组成为:偏航控制系统+偏航制动系统,其中偏航制动系统在风电行业中只有两种制动方式:摩擦式制动和液压式制动,本文研究的是偏航控制系统的改进优化),研究其偏航控制系统的设计特点、硬件计算原理和软件控制策略,旨在针对在实际运用存在的缺陷提出优化改进方案。

1关于偏航系统的控制原理

风电行业中,风力发电机组的偏航控制系统经历了从典型的偏航控制系统(单片机控制)向基于PLC控制的偏航系统的演变。

1.1 典型的偏航控制系统(单片机控制)

图1 典型的偏航控制系统

典型的兆瓦级偏航控制系统如图1所示,采用单片机控制的独立偏航控制器,工作原理为:气象 传感器采集风向信号传递到偏航电机控制回路的处理器中,比较计算出偏航方向和偏航角度,并执行偏航达到对风目的,实现风力发电机组的追风功能。当对风执行完成后,风向传感器失去电信号,偏航驱动停止工作,则偏航过程结束。

1.2 基于PLC控制的偏航系统

图2 基于PLC控制的偏航控制系统

如图2所示为基于PLC控制的偏航控制系统,与典型的偏航控制系统不同的是此系统的偏航控制器是一个集成编码器的角度限位开关,它的作用的是用于机舱位置的测量和解缆控制,基于PLC控制的偏航控制系统的工作原理为:风速风向仪采集风向信号,偏航控制器检测机舱位置,PLC计算风向与机舱位置的偏差,判断后决定偏航方向和偏航角度,最终达到对风目的。

偏航控制系统的演变使得后者(基于PLC控制)的偏航控制系统作为其主控系统的一个子系统,迎风控制更为精准,且后者的偏航控制器仅仅用于机舱位置的测量和解缆控制,同时在故障风险上降低了集成于主控控制带来的不稳定度,客观上提高了风力发电机组的整体可靠性,成为如今风电行业中偏航控制的主流应用。

2偏航控制系统的硬件结构分析

图3 基于PLC控制的偏航控制系统硬件设备

主流的、应用于双馈异步风力发电机组主控系统中基于PLC控制的偏航控制系统硬件结构如图3所示,其硬件组成为:高可靠性工控PLC,风速风向仪(超声波或机械式),用于机舱位置测量和解缆控制偏航控制器,变频器和偏航电机(注:刹车制动器为制动系统,除外)。

2.1 测风系统(风速风向仪)

主流偏航控制系统中一般采用双风速风向仪的冗余控制设计,在风力发电机组的尾翼左右侧分别安装一个风速风向仪(超声波或机械式),双风速风向仪设计在风速风向测量上互为冗余,互为校订,测量结果更为准确,可靠性更高,此外,互为备用,即当其中一个风速风向仪出现故障时,PLC可选择进入一个风速风向仪模式。

2.2 偏航角度限位开关

偏航控制系统硬件设备中,用于机舱位置测量和解缆控制的是偏航控制器,其中用于测量机舱位置的编码器为增量式编码器,由于增量式编码器无法掉电保存的特点,所以机舱位置的记录需要采用单独的寄存器进行保存。偏航控制器的解缆控制采用凸轮控制,由于凸轮与偏航齿圈存在转速比,因此风力发电机组在进行解缆控制时存在凸轮角度设定的计算。

偏航控制器中,偏航角度的限位开关由一个凸轮和一个开关组成,如图4,通过计算出凸轮的设定角度,实现当风机旋转到极限角度时,凸轮触发开关,断开电信号,PLC检测到失去电信号,进行偏航自动解缆。

图4 偏航角度限位开关的基本原理

偏航控制系统实现着风力发电机组的对风功能,同时也维护者偏航过程中的安全保护(其中扭缆出发纤维开关为最高安全链断开保护的环节之一)。因此,偏航控制器选用了四组凸轮开关组合,分别用于左极限报警、右极限报警、极限报警失效保护及过零标志位4个重要信号的硬件保护环节。

2.2.1 偏航角度限位开关角度计算

偏航控制过程中,关于偏航凸轮角度的计算(结合风力发电机组中偏航齿圈的传动):

图5 偏航系统齿轮传动原理

如图5为风力发电机组中偏航系统的齿轮传动,偏航控制器通过自身的啮合齿圈(如图中标出)啮合在偏航齿圈上,其内部的齿轮传动将转速传递到凸轮,则偏航凸轮角度与偏航齿圈的角度关系为:

公式1 凸轮角度与偏航角度的计算关系

以上,偏航控制器中,凸轮式角度限位开关通过其凸轮角度匹配着偏航角度实现着风力发电机组的解缆保护。

所有偏航控制器式的风力发电机组中,皆可根据公式1及该款风力发电机组的偏航部件参数,实现其该偏航系统的极限告警角度下限位开关凸轮的安全保护。

如某风场中某公司2MW的WT2000风力发电机组中,用于北方型的扭缆保护参数如下:

电缆极限扭曲角度:900°

推荐保护极限720°

某WT2000型风力发电机组的偏航传动中相关参数为:

偏航齿圈:164

偏航控制器齿圈:10

二者之间传动比为:1:16.4

其风力发电机组偏航系统的偏航控制器中,偏航角度限位开关齿圈与旋转凸轮的传动比为:1:92

以推荐保护极限720°计算,可算出左右报警极限凸轮的最小设定角度为:

则以此计算角度可进行左右报警极限凸轮角度的设定。如下图6所示,只要保证凸轮位置到触点大于128.34°就可以保证在风力发电机组的机舱位置位于720°时触发极限报警,从而实现风力发电机组的自动解缆功能。

图6 左右极限凸轮调节示意图

同样,极限报警失效保护开关的也采用相同的方法计算后设定。

2.2.2 偏航角度限位开关角度的零位校定

偏航控制器中偏航角度限位开关的另一个特点是过零标志位凸轮。它是机舱位置零位硬件的标志位,由于机舱位置的检测采用增量式编码器,因此软件在计算过程中会出现累积误差,为了消除累积误差,每当过零标志位凸轮所对应的开关输出变化的电信号时,主控软件可对偏航计数器进行一次清零,重新将机舱的位置设定为0°。

图7过零位标志凸轮

风力发电机组偏航的过程中,如图7所示,过零标志位凸轮的弧度为180°,以开关的触点为分界,PLC以此分界来判断风力发电机组机舱位置的左右方向,通常将凸轮触发,失去电信号的时区指示机舱位置位于左边,反之当凸轮松复位,恢复电信号的时区只是机舱位置位于右边。

3偏航系统的控制流程和控制策略分析

3.1 偏航系统控制主流程

基于PLC控制的偏航控制系统,扩展性高,作为主控系统中的子系统,便于控制和判断,减少软件复杂程度。

图8偏航控制系统主流程图

图8为风力发电机组的偏航控制系统主流程图,分为服务模式和自动模式(匹配于风力发电机组的自动控制和手动控制),服务模式用于人工工作偏航,自动偏航实现风机的自主主动对风。自动模式下,偏航控制器提供机舱位置电信号和解缆信号给PLC,由PLC进行判断和决定是否需要进行自

动偏航。

3.2 偏航控制系统方向信号采集及位置计算

图9 风向补偿

如图9中,可将风速风向仪采集的风向信号进行转速和风速补偿,采用了双风速风向仪的冗余设计,其策略是将两个风速风向仪数据先进行均值函数计算,如图10。

图10 双风速风向仪平均风向求法

其后,PLC将经过处理后的风向信号与PLC从偏航控制器获得的机舱角度,进行机舱偏航需求位置计算,计算出偏航系统启动偏航后的目标位置标志位。通过目标标志位置值与风向的角度比较计算出机舱位置偏差,由此来作为自动偏航的启动控制基础,其控制流程如图11(偏航系统不直接以风向与机舱位置偏差直接作为偏航参考值,是基于实际风况中风向不稳定的因素)。

图11 机舱位置信号处理

3.1 偏航控制系统的自动对风

自动模式下,PLC根据计算出机舱位置偏差,进行满足自动偏航条件的判断后进入到自动偏航状态。控制过程为:1)PLC完成偏航方向判断后启动偏航;2)偏航过程中,PLC根据机舱位置需求计算完成偏航所需时间,同时通过偏航控制器编码器、过零位标志凸轮检查机舱选择方向是否正确及位置是否超限,直致完成对风;3)退出偏航模式。自动偏航控制流程如下图12。

图12 自动偏航流程

3.1 偏航控制系统的扭缆保护

当风力发电机组的机舱偏航超限时,偏航控制器可实现自动返回以保护电缆不被过扭至损坏。偏航解缆控制的过程分为:左偏航解缆、右偏航解缆和报警失效保护。报警失效保护是指在自动解缆过程中偏航控制器检测到相应极限报警电信号失去时,偏航控制器首先屏蔽自动偏航,并将风向信息封锁,然后进行反方向解缆,此过程中,偏航控制器检测过零标志位凸轮,通过检测零标志位电信号产生的变化来确认机舱回到顺缆位置而完成自动解缆。

图13为偏航解缆的控制流程图。

图13 偏航解缆控制流程

此外,当失去极限报警失效保护开关的电信号,偏航控制器将默认为故障并反馈信号至风电发电机组主控PLC,风力发电机组将停机。

4偏航控制系统的改进与优化

由以上分析,此偏航控制系统在硬件上和软件存在一定缺陷。

4.1 硬件缺陷分析及改进

1) 此偏航系统的偏航控制器用于解缆控制(左右极限凸轮)的角度限位开关采用凸轮设计,且凸轮需要进行准确的调整至合理位置,角度调小,会造成偏航系统小角度解缆,解缆频繁,角度调大,则失去了解缆保护的功能;

2)传统的调整设定方法在偏航控制器安装之前,通过旋转偏航控制器的齿圈,使之带动凸轮,旋转一定圈数后,使凸轮达到调整位置,这种方法因为旋转圈数多,速度慢;

3)如若将此凸轮的调整采用经验调整法,即通过原理图,根据经验进行调整,这种方法调整虽然快,但不精准。实际应用中,张北某风场采用经验调整法,现场出现20余台该机型风机因为偏航控制器凸轮角度调整过小,造成风机400°左右就进入自动解缆。一次解缆时间为15-20分钟,长时期如此,减少了风力发电机组的可利用率和发电时间。

针对此现象,本文通过研究其偏航控制器的工作原理和计算原理,提出一种新的简单有效地对半调整法。

图14 偏航凸轮对半调整方法

原理如图14,开关的位置固定不变,偏航控制器的凸轮的弧度为60°,以此开关为界线,将凸轮旋转至开关对面,平均分割,再经过利用凸轮对半两次调整,使凸轮位置到达135°,反向求证135°所对应的机舱位置:

经过计算,如此调整解缆控制凸轮快速精确,既能保证最大限度的利用电缆的扭曲度,减少风机的解缆频率,调整方式简单高效。

本风机在采用此调整方法后,在调整速度与准确度上都得到了大幅度提高。同样,所有主流的、采用偏航控制器式的风力发电机组可通过此计算方法进行偏航控制系统的设定调整。

4.2 软件缺陷分析及优化

图15 零位设置流程图

如前面所述,偏航系统中为了弥补增量式编码器累加的计数误差,软件中设计了触发偏航控制器的过零位标志凸轮来重新校对机舱位置的方法,如图15,但此设计是存在缺陷:

PLC检测的是开关信号(即在运行过程中,偏航系统实际没有启动),但由于接线松动、线路短路、掉电等原因造成该反馈回路电信号丢失,而如果在故障发生前,PLC检测到该回路有电信号(凸轮松开触点,产生电信号这个区间认为风机机舱位置处于右边),当故障出现后,PLC将会将机舱位置重新设置为0°,造成了正确机舱位置的丢失。

针对此现象,本文提出改进此控制逻辑,增加对该回路的反馈供电线路的反馈,并增加判断条件。如图16,通过增加对该回路供电线路的检测,只有供电回路反馈始终有电信号的情况下,PLC才会对零位进行重新设定。

图16 优化零位设置后的流程图

5结论

基于PLC控制、采用偏航控制器的偏航控制系统的风力发电机组数量有数千台。研究其偏航系统的硬件设计、计算原理,软件控制,对于同样采用此偏航控制系统的风力发电机组,改进其性能提高其对风能的利用,以及对整个风场工程风能利用率提高的工程价值,有着很大的意义。此外,对于偏航系统的自主设计有具有借鉴意义(目前,我国的主控系统(包括偏航)多为国外设计)。

参考文献:

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[2] 钞靖,王小椿,姜虹.基于FPGA的光电编码器四倍频电路设计[J].仪表技术.2007.6:17-21

[3] 廖明夫.风力发电技术[M].西安.西北工业大学出版社,2009.3.

[4] 高文元,等. MW级风力发电机组的偏航系统控制策略[J]. 科学技术与工程2010.10(2):415-418

作者简介:

薛建(1982-)男,工程师,研究方向为风力发电机组设计、控制技术。

偏置电路设计第4篇

1 概述

MAX3863是美国MAXIM公司生产的带有调制补偿的激光驱动器,适用于在传输速率为2.7Gbps的光纤网络中,可用作WDM和SONET/SDH传输系统中的光发射机。该产品的输出光平均功率和消光比不随温度变化,而且在激光管的使用寿命期间能始终保持消光比恒定。MAX3863的主要特性如下:

*采用3.3V的单电源工作;

*仅需58mA的供给电流;

*具有高达2.7Gbps的传输速率;

*内含带调制补偿的自动功率控制(APC)电路;

*偏置电流带有设置(可达100mA)端和电流调制(可达80mA)端;

*仅有低至50ps的上升沿时间/下降沿时间;

*具有电路工作失效警告和ESD保护功能。

图1 MAX3863内部原理框图

2 内部结构及引脚功能

2.1 内部结构

MAX3863的内部结构如图1所示,它主要由高速调制电路、电流监视电路和带调制补偿的APC电路组成。其中高速调制电路包括输入级电路和输出级电路,主要功能是对输入信号进行调制,并为外部激光管提供所需的激励电流信号;电流监视电路主要是为用户提供驱动器的工作失效信息;APC电路能自动调整激光管的偏置电流和调制电流,以维持光输出平均功率稳定和激光管的消光比恒定。

当MAX3863正常工作时,数据从DATA-端和DATA+端输入并经数据转换器重新定时同步后,控制高速差分调制器输出以实现调制,调制后的信号将从MOD端和MODN端输出,云驱动外接激光管;当电路发生故障或其它意外情况发生时,输出关闭,同时FAIL端输出低电平以示警告;当输出功率变化或激光管的消光比发生变化时,APC电路使监控反馈电流信号从MD端输入,并经比较器比较放大后控制外接激光器的偏置电流和内部差分调制器的调制电流,从而达到自动稳定输出功率和消光比之目的。

2.2 引脚功能

MAX3863的引脚排列图如图2所示,现将各引脚的功能描述如下:

Vcc(1,4,5,8,14,19,22,27):电源供给端;

DATA-(2)、DATA+(3):分别为数据反、正向输入端;

CLK+(6),CLK-(7):分别为用于数据重定时的时钟正向、反向输入端;

APCSET(9):监控二极管反馈电流参考设置端;

APCFILT1(10),APCFILT2(11):外接APC环路滤波电容端。净APCFILT1短路接地时可使通过监控二极管的调整电路失效。在设计时,APCFILT1和APCFILT2通过电容相连(电容典型值为0.01μF)可延长监控反馈电流的作用时间;

PWC+(12),PWC-(13):输入调制脉冲信号宽度调整端,应用时可通过调整电阻(RPWC)接地;

MK+(15),MK-(16):监视输入脉冲信号强度正向、反向输出端;

FALL(17):驱动器电路失效警告端,当驱动器电路失效时,该脚输出低电平;

BIAS(18):偏置电流输出入端,一般通过电感线圈与激光管连接;

MOD(20),MODE(21):调制信号输出端;

MD(23):监控光二极管反馈输入端;

MDMON(24):监控反馈电流监视输出端;

MODMON(25):调制电流监视输出端;

BIASMON(26):偏置电流监控输出端;

MODCOMP(28):偏置电流与调制电流的耦合量设置端;

MODSET(29):固定调制电流设置端;

BIASMAX(30):激光管偏置电流设置端,可通过外接电阻来设置激光管偏置电流的最大值;

EN(31):输出控制端,低电平有效;

RTEN(32):数据重定时控制端,低电平有效。

3 应用设计

MAX3863是MAXIM公司的第二代激光驱动器产品,由于集成度高,因此应用时需要用户设计的电路比较少。但由于MAX3863传输速率高达2.7Gbps,电路布局对性能影响很大,因此设计时也具有一定的难度。设计工作主要是选择激光管和设计各种相关电流。MAX3863在应用时,外接激光管一般应采用交流耦合方式,图3所示是MAX3863的交流耦合典型应用电路,图中,激光管与MAX3863采用交流耦合方式;MAX3892是串行数据生成器,主要作用是将多路数据合并,并使之串行化,图中未标注的元器件参数可由用户在实际应用中确定。下面介绍MAX3863作为光发射机的应用设计过程。

3.1 激光管的选择

在利用MAX3863设计发射机时,第一步工作是根据实际需求选择合适的激光管。一般情况下,用户首先应根据所需光输出平均功率来确定所需激光管的输出平均功率和消光化,而且在满足输出功率的前提下尽量使消光比大一些;输出功率和消光比确定后,可根据表1中功率与调制电流的关系来确定激光管的其它参数,然后再根据这些参数来选择满足条件的激光管;此外,在选择激光管时,激光管的偏置电流不应超过MAX3863的偏置电流设定范围。

表1 光功率关系表

参 数表示符号关系式平均光功率PAVGPAVG=(P0+P1)/2消光比rere=P1/P0最大光功率P1P1=2PAVGre/(re+1)最小光功率P0P0=2PAVG/(re+1)光幅度Pp-pPp-p=P1-P0激光管斜率ηη=Pp-p/IMOD3.2 相关电流的设计

MAX3863的相关电流可由外接元器件来确定,因此,相关电流设计的实质是确定MAX3863的外接电阻值。

a. 调制电流IMOD的设计

当激光管选定后,可按下式确定调制电流IMOD:

IMOD=2Pavg(rs-1)/η(re+1)

式中,各参数的物理意义见表1所列。此外,调制电流IMOD除应满足MAX3863的调制电流设定范围外,还应满足以下条件:

Vcc-IMOD(RD+RL)/2≥1.8V

式中,RL为激光二极管偏置端电阻(典型值为5Ω);RD为串联匹配电阻(典型值为20Ω).若上述关系式不能满足,可适当调整RL和RD的值;一般情况下,RL和RD用典型值即可。

由于耦合电容和输出上拉电感可能会引起系统性抖动,从而造成信号低频成分的丢失,因此,耦合电容CD应满足下列条件:

CD(RD+RL)>Lp/(RD+RL)

式中,Lp为输出端上拉电感值;C为输出耦合电容值。实际上,对于连续数字流(CID),为了保证周期内的信号峰-峰值下降度不大于3%,对延时常数(τ=35×t)应有一定的要求。对于本实际电路,可根据τ=Lp/25Ω和上述各关系来确定Lp和CD的值。

一般情况下,IMOD设计的实质是确定RD、RL、Lp和Cd的值,用户可根据实际情况,在兼顾各项性能指标的同时,利用上述关系式合理选择。

b. 固定调制电流IMODS和补偿调制电流IMODC的设计

MAX3863内有一调制补偿电路,其作用是根据偏置电流变化来改变调制电流,以维持输出功率和消光比的恒定。由图1可知,调制电流(IMOD)由固定调制电流(IMODS)和补偿调制电流(IMODC)组成,其中,固定调制电流(I

MODS)由IMODC端的外接电阻(RMODSET)确定;而补偿调制电流(IMODC)则由补偿因子K和偏置电流(IBIAS)之积所决定。因此,对于本电路,有:IMODS=200×1.2V/RMODSET

IMODC=KIBIAS=200×5IBIAS/(500+RMODCOMP)

式中,RMODSET是MODSET端的外接电阻,RMODCOMP是MODCOMP端的外接电阻。

c. 最大偏置电流IBIASMAX的设计

图3 MAX3863的交流耦合典型应用电路

当APC电路正常工作时,激光管的偏置电流IBIAS将随监控反馈电流的影响而变化,从而维持输出功率的稳定。当APC电路失效时,激光管的偏置电流尖能防止电流过大而烧坏芯片和激光管,因此,必须对激光管的偏置电流的最大值加以限制。在实际应用中,用户可利用BIAXMAX端,并通过外接电阻来设置IBIASMAX。当激光管选定后,实际的领导置电流已确定,因此,设置IBIASMAX的实质是确定BIAXMAX端的外接电阻值。设置公式为:

IBIASMAX=200×1.2V/RBIASMAX

式中,RBIASMAX为BIASMAX端的外接电阻值。

需要指出的是,在选择BIAXMAX端的外接电阻时,为使电路能正常工作,一定要使IBIASMAX比正常工作时的IBIAS稍大一秒。

d. 监控二极管反馈电流参考值IMD的设计

监控二极管反馈电流通常从MD端进入APC电路,并与正常工作时的监控二极管反馈电流参考值IMD进行比较。若存在误差,则需调整偏置电流,以保证输出功率稳定。而监控二极管的反馈电流参考值是通过APCSET端外接电阻来设置的。当电路工作状态处于稳态时,在误差容许范围内,监控二极管的反馈电流应与IMD相等。当激光管选定后,根据所需输出光功率和激光管的参数就能确定电路稳态时的IMD值,因此,设置IMD的实质是确定APCSET端的外接电阻值。

由于通过APCSET端外接电阻的禁带电压始终保持在1.2V,因此,用户可利用下面的公式来计算APCSET端的外接电阻值。

IMD=5×1.2V/RAPCSET

式中,RAPCSET为APCSET端的外接电阻值。

与IBIASMAX设计不同的是在选择APCSET端的外接电阻值时,应使IMD与电路稳态工作时的监控二极管的反馈电流相等。

3.3 应注意的问题

由于MAX3863是高频产品,电路布局对其影响很大。因此,在电路设计时,应采用性能优越的高频布局技术,并应采用具有公共接地层的多层电路板,以降低电磁干扰和交越失真。电路板应用采用低损耗的介质材料,以减少能量损耗;激光管与MAX3863之间的连接线应尽量短一些,以减少能量消耗和交越失真;此外,数据输入端、时钟输入端和调制输出端的引线均应采用阻抗可控的传输线,以便于电路调整,减少能量损耗和降低干扰。

偏置电路设计第5篇

关键词:砷化镓 MOS管 加电保护电路

中图分类号:TM56 文献标识码:A 文章编号:1007-9416(2015)05-0000-00

1引言

由于砷化镓微波固态功率放大器具有高频率、低噪声、大功率等一系列优点,因此被广泛应用在军用雷达、卫星通信、遥控等方面,本文根据砷化镓器件的自身特性对器件的加电保护电路进行了讨论。

2砷化镓器件特性

砷化镓器件主要工作原理是当栅极加反向偏压时,栅压(绝对值)越大,耗尽层越宽,则中型沟道越窄,沟道电导变小,在漏源电压一定的情况下,沟道电流变小,即通过栅极电压控制漏极电流的大小。

3MOS管的加电保护电路设计

MOS晶体管,是单极性晶体管,按导电沟道分为PMOS和NMOS,其具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、驱动功率小等诸多优点,因此常作为砷化镓器件加电保护电路的开关使用。

4 NMOS管加电保护电路设计

如图1所示,NMOS管加电保护电路采用设计输出式串联型稳压开关电路,其包括开关电路、采样电路、基准电压电路、放大电路共四部分组成。

4.1开关电路

开关电路有晶体管、电阻、电容组成,当没有负电压输入时,晶体管处于饱和状态,MOS管的栅极为低电平,处于截止状态;当输入为负电压时,晶体管处于截止状态,MOS管的栅极为高电平,处于饱和或线性放大状态。

4.2采样电路

采样电路是由电阻和二极管组成的分压器将输出电压的一部分作为反馈电压送到放大电路。

4.3基准电压电路

基准电压电路由稳压管二极管和电阻组成,作为比较的基准。

4.4放大电路

放大电路是由晶体管构成的直流放大电路,它的基-射极电压是反馈电压和基准电压之差,用这个电压通过放大管去控制调整MOS管。

5 PMOS管开关设计

PMOS管的砷化镓加电保护电路原理图如图2所示,其主要由开关电路组成,其中输入正压通过PMOS管由源极输入,漏极输出,栅极控制漏源之间的导通,当MOS管栅源电压高于开启电平时,MOS管开启,否则MOS管截止,当负电压正常提供时MOS管栅极到地导通,大于开启电平,MOS管开启,正电压为砷化镓器件漏极提供偏置电压,当负电压开路或短路时,为零,MOS管截止,正电压无法通过。

6加电保护电路的适用范围

6.1 NMOS管加电保护电路适用范围

采用NMOS管的加电保护电路进行负压偏置时,其可以实现砷化镓器件的上电保护,即栅极负电压控制漏极偏压的通断,当栅极没有负压偏置时保证漏极没有正电压,由于其具有放大电路,故其适用于输出正压可稳压调整的偏置电路。

6.2 PMOS管加电保护电路适用范围

采用PMOS管的加电保护电路进行负压偏置时,亦可以实现砷化镓器件的上电保护,但由于其不具备放大电路,其输出不具有稳压功能,故其适用于输出正压不可调整的偏置电路。

7结语

本文介绍了基于MOS管的砷化镓器件加电保护电路的设计方法,并给出了PMOS管、NMOS管的加电保护电路设计实例,当然,用MOS管设计加电保护电路不止上述类型,但文中的原理和方法同样有助于其他方案的理解和分析。

参考文献

[1][美]Inder Bahl著,郑新等译.微波固态电路设计[M].北京:电子工业出版社,2006.

偏置电路设计第6篇

关键词:电压偏差;供电电压;矿井供配电

Abstract: This paper is mainly directed against the mine design calculation method of voltage deviation, voltage drop over-sized treatment measures and high voltage power supply processing measures of cognition were analyzed to clarify, and distribution point distribution, load distribution, power supply equipment parameters and power cable section selection rationalization proposals. In addition, the local site voltage may be too high problems put forward countermeasures.

Key words: power supply voltage; voltage deviation; mine power supply

中图分类号:TD214 献标识码: A 文章编号:2095-2104(2012)11-0020-02

1概 述

电压水平是衡量供配电系统设计和运行水平的重要指标,对于矿井设计而言,电压偏差的主要表现是电压降。本文主要是针对矿井设计中电压降(只对正常运行时的电压偏差进行论述,不涉及电动机启动时的压降问题的讨论)的计算和解决措施中的认识进行分析澄清,并对解决方案提出建议。另外,对局部地点电压可能过高的问题提出了对策。。

2矿井设计中电压偏差的计算方法

《供配电系统设计规范》(GB50052-2009)对电压偏差的定义为“各点的实际电压与额定电压之差ΔU称为电压偏差”,实际电压可以计算得到,额定电压指的是用电设备额定电压。为了弄清电压偏差的计算方法,需明确几个电压的确切含义。平均运行电压:这个概念主要应用在电力系统的短路、潮流等计算中,相对于用电负荷而言,发电厂、变电站均处于电源侧,为保证负荷侧的电压水平,电源侧电压应适当高一些(一般在5%左右,高的可到10%),平均运行电压即为电源侧电压的平均值。供配电设备的额定电压:该电压必须满足供配电系统最高运行电压的要求,其值应高于电力系统的平均运行电压,至少应比供电系统额定电压高10%以上。用电设备的额定电压指设备铭牌上所标电压。矿井设计常用的电压等级中,上面三种电压的具体数据见表1:

表1 常用电压数据

计算电压偏差的目的是保证各点实际电压值(不是电压降)与用电设备(而不是配电设备)的额定电压偏差在规定范围内,计算电压偏差应采用用电设备的额定电压,即电压偏差为母线电压值减去线路压降与用电设备额定电压的比值。矿井设计中不能以线路压降代替电压偏差,因降压变电站低压侧母线的运行电压通常高于设备额定电压5%左右甚至更高,以线路压降代替电压偏差意味着忽略了这部分电压升高量,使得计算电压偏差偏大,会导致不必要的投资增加。下面举一实例:

供电系统如下图所示,35kV变电站10kV母线正常运行电压为10.5kV,经计算由35kV变电站至某变电站线路上的压降为7%,变电站10kV母线电压偏差计算如下(忽略该母线至电动机电缆的压降);

变电站10kV母线电压实际值=10.5-7%×10=9.8 kV,电压偏差相对值=(9.8-10)÷10×100% = -2% ,其值小于5%的规定标准,该处的电压偏差是满足用电设备要求的。变电站0.38kV母线电压实际值=9.8×(0.4/10)=0.392 kV (高于设备额定电压380V),其电压偏差相对值=(0.392-0.38)÷10×100% = +2% 。计算表明,在充分考虑降压变电站母线实际运行电压和低压变压器的变比后,线路压降过大并不一定意味着用电设备处的压降不能满足要求。在不考虑直接接于该变电站10kV母线上的负荷(取消电动机D),线路压降最大值计算如下;

0.38kV母线允许的最低电压=0.38×(1-5%)=0.361kV,10kV母线允许的最低电压=0.361×(10/0.4)=9.025kV,线路允许的压降=10.5-9.025=1.475 kV,线路允许的压降相对值=1.475÷10×100%=14.75%,计算说明在充分考虑降压变电站母线实际运行电压和低压变压器的变比后,10kV线路压降达到14.5%时仍满足低压母线的电压偏差要求。但设计时考虑到电压波动等问题,应留有一定的富裕量。

3电压压降偏大的处理措施

解决供配电系统中压降偏大的措施主要有以下几条:

1) 合理配置配电点布局,合理分配负荷、高电压用电设备尽量靠近负荷中心、尽量避免出现低电压供长距离大负荷的情况,必要时,应对供配电网络进行技术经济比较。

2) 正确选择变压器变比或变压器分接头位置,提高供电电压质量,以低压变压器为例,变比有10/0.4 kV、10.5/0.4 kV、11/0.4 kV等,分接头有±5%、±2×2.5%等。

3) 提高供电电网功率因数,目前的无功补偿装置可以将功率因数提高到0.95以上,在提高电压质量的同时可以有效减少损耗。

4) 降低系统阻抗,设计时尽量避免采用加大电缆截面来减少压降,因电缆截面的加大对减少压降效果有限,同时会产生浪费资金并带来安装、敷设、维护过程中复杂性。,

在上述几项措施中,综合采用前三项措施,压降偏大的问题是可以得到解决。

4供电电压偏高的处理措施

由于大型矿井井田范围大,从地面变电站至综采面设备的供电距离较长,为保证综采面设备末端压降满足要求,可能会适当提高降压变电站10kV母线的运行电压,靠近降压变电站的电气设备可能会出现电压过高的情况。例如;某变电所距35kV站很近,线路压降只有0.5%,为了保证井下综采面用电设备的电压,要求35kV变电站运行电压不低于10.5kV,若该变电站低压变压器变比为10/0.4kV,其电压偏差相对值=(0.418-0.38)÷10×100% = +10% ,已超过了电气设备允许的电压波动值(5%),电气设备存在过电压危险。此时可选择变比为10.5/0.4 kV的变压器,更换变压器后,该变电站0.38kV母线电压为10.45×(0.4/10.5)=0.398 kV,电压偏差相对值=(0.398-0.38)÷10×100% = +4.76%,符合要求。

5结 语

矿井供配电系统的电压问题是一个综合性比较大的问题,涉及到降压变电站10kV母线运行电压、各下级变电站负荷、无功功率、变压器选型等,在矿井初步设计阶段应进行分析计算确定,为此提出如下建议:

1) 供电专业:降压变电站10kV母线运行电压是矿井供配电系统电压计算的基础,供电专业应提出降压变电站10kV母线运行电压。根据业主提供或采取查阅变电站运行记录、观察相关表计等方法(也可采用表1中的平均运行电压)获得电源变电站运行电压后,供电专业考虑主变变比、负荷和无功补偿等情况计算出降压变电站10kV母线运行电压。

2) 动力专业:以供电专业提出的降压变电站10kV母线运行电压为基础,根据负荷及线路情况计算下级变电站各级母线电压,以确定低压变压器变比、无功补偿功率等,若采取措施后仍不能满足要求,可向供电专业提出要求,通过调整主变分接头位置等方法改变降压变电站10kV母线运行电压,以满足各点的电压要求。

3) 为满足全矿供配电系统的电压要求,建议采用电力系统潮流计算软件进行计算,提高计算速度和计算精度。

4) 适当考虑电压波动的影响,条件具备时,应对最大、最小负荷情况下的电压分别计算,保证电压波动时各点电压在允许内。另外,矿井设计中距离较远的综采面上设备供电时会出现压降偏大情况,其主要原因是距离长、负荷大、功率因数低(0.7~0.8),可考虑采用井下隔爆型高压无功补偿装置进行功率因数补偿提供供电质量。

参考文献:

[1]顾永辉等.煤矿电工手册第二分册,矿井供电. 1997,4.

偏置电路设计第7篇

关键词:射频 功率放大器 电路设计 无线通信 设计

中图分类号:TN92 文献标识码:A 文章编号:1672-3791(2014)04(c)-0087-02

在无线通信技术领域中,GaN高电子迁移率晶体管作为最新的半导体功率器件,由于其本身具有宽禁带以及击穿场强高、功率密度高等特征优势,在高频以及高功率的功率器件中具有较为突出的适用性,在电子信息系统性能提升方面具有较为明显和突出的作用优势,在无线通信技术领域的应用比较广泛。针对这一情况,本文在进行射频功率放大器及其电路的设计中,专门采用ADS仿真软件对于射频功率放大器及其电路的设计进行研究分析,并对于仿真设计实现的射频功率放大器在无线通信技术领域中的应用和参数设置进行分析论述,以提高射频功率放大器的设计水平,促进在无线通信技术领域中的推广应用。

1 射频功率放大器的结构原理分析

结合功率放大器在无线通信系统中的功能作用以及对于无线通信技术的影响,在进行射频功率放大器的设计中,结合要进行设计实现的射频功率放大器的工作频带以及输出功率等特点要求,以满足射频功率放大器的设计与应用要求。在进行本文中的射频功率放大器设计中,主要通过分级设计与级联设置的方式,首先进行射频功率放大器的功率放大级以及驱动级设计实现,最终通过电路设计对于射频功率放大器的两个不同级进行连接,以在无线通信中实现其作用功能的发挥,完成对于射频功率放大器的设计。需要注意的是,在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中,主要应用GaN高电子迁移率晶体管进行射频功率放大器功率放大级结构模块的设计实现,同时在功率放大级结构模块的电路设计中,注重对于输出功率保障的设计;其次,在进行射频功率放大器的驱动级结构模块设计中,以C波段的功率放大模块设置为主,电路设计则以增益提升设计为主,并对于增益平坦度和输出输入驻波进行保障。如图1所示,即为射频功率放大器的功率放大级模块设计示意图。

2 射频功率放大器及其电路的设计分析

结合上述对于射频功率放大器的结构原理分析,在进行射频功率放大器的设计中,主要包括射频功率放大器的功率放大级设计和驱动级水,此外,对于射频功率放大器电路的设计,也需要结合两个结构模块的实际需求进行设计实现的。

2.1 射频功率放大器的功率放大级模块设计

在进行射频功率放大器的功率放大级模块设计中,主要采用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现,需要注意的是,在应用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现中,由于GaN高电子迁移率晶体管目前还不具有较大的信号模型,因此,在进行该结构模块设计中,注意结合实际设计需求进行选择应用。在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中,通过直流偏置仿真设计对于氮化镓管子的静态工作点进行确定,也就是实现氮化镓管子的漏极电流以及漏极偏置电压、栅极偏置电压等参数的确定,在对于上述氮化镓管子静态工作点进行确定后,通过ADS仿真软件实现场效应管直流的仿真设计,同时注意在仿真设计中进行二端口模型的添加,并结合上述GaN高电子迁移率晶体管的信号模型情况,进行S参数信号的编辑导入,同时进行直流偏置仿真控件的加入,进行相关数值的确定,以实现射频功率放大器的功率放大级设计。

此外,在进行射频功率放大器功率放大级负载阻抗的设计中,根据相关理论,在负载阻抗与网络匹配良好的情况下,负载阻抗的共轭复数与网络的输出阻抗值是相同的,因此,就可以通过计算对于射频功率放大器功率放大级负载阻抗值进行分析得出,实际上也就是它的共轭复数值。同时,在进行功率放大级设计中,结合封装参数输出端的阻抗模型,设计中为了实现场效应管输出电路匹配的优化,以为输出电路进行准确的负载阻抗提供,还需要在设计过程中将场效应管的封装参数在输出匹配电路中进行设计体现,因此就需要对于Cds参数值进行求取。

最后,在射频功率放大器功率放大级设计中,偏置电路主要是用于将直流供电结构模块中所提供的电压附加在功率放大器的栅极与漏极中,并实现射频信号以及滤波的隔离和电路稳定实现。在进行功率放大级的电路设计中,注意使用ADS软件工具对于微带线尺寸进行计算,病毒与全匹配电路进行微带线设计,同时通过栅极偏置电路与漏极馈电电路,以实现功率放大级的电路设计。此外,在进行功率放大级模块设计中,还应注意对于模块中的任意功率放大芯片,都需要进行相关的稳定性分析,以避免对于射频功率放大器的作用性能产生影响。

2.2 射频功率放大器的驱动级模块设计

在进行射频功率放大器的驱动级模块设计中,主要通过C波段功率放大模块进行该结构模块的设计应用。其中,在对于驱动级模块的参数设置中,对于输出、输入参数均以内匹配方式进行匹配获取。对于射频功率放大器的驱动级设计来讲,进行功率放大模块偏置电路的合理设计,是该部分设计的关键内容。

最后,在进行射频功率放大器的电路设计中,在进行功率放大模块电路设计中,GaN HEMT结构部分需要进行栅压的增加设置,并且需要注意栅压多为负压,在此基础上还需要进行漏压增加设置。值得注意的是,在进行射频功率放大器的偏置电路设计断开同时,对于栅压和漏压的断开顺序刚好相反,以避免对于功放管造成损坏。

3 结语

总之,射频功率放大器作为无线通信技术领域的重要器件,对于无线通信技术的发展以及通信质量提升都有重要作用和影响,进行射频功率放大器及其电路的设计分析,具有积极作用和价值意义。

参考文献

[1] 沈明,耿波,于沛玲.一种射频大功率放大器电源偏置电路设计方法[J].中国科学院研究生院学报,2006(1).

偏置电路设计第8篇

关键词: 接地电阻; 降阻;

一、前言

输电线路杆塔接地对电力系统的安全稳定运行至关重要。降低杆塔接地电阻是提高线路耐雷水平、减少线路雷击跳闸率的主要措施。由于杆塔接地不良而发生的雷害事故所占线路故障率的比例相当高,这主要是由于雷击杆顶或避雷线时,雷电流通过杆塔接地装置入地,因接地电阻偏高,从而产生了较高的反击电压所致。这一点从110kV 、220kV 线路雷害事故调查可以得到证实, 即易发生雷击故障的杆塔, 大都接地电阻偏高。杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的, 既有客观条件方面的原因, 又有设计方面的原因, 还有施工方面和验收测量方面的原因。但外界自然条件如土壤电阻率较高、地质情况复杂、施工条件差是其主要原因。这里主要针对新疆750kV线路所进过的戈壁、山区地区输电线路杆塔接地电阻偏高的原因进行了分析, 提出了降低输电线路杆塔接地电阻的措施。

二、输电线路杆塔接地设计技术规程的一般要求

关于杆塔的接地电阻, 电力工程高压送电线路设计手册做了如下规定:

1、有避雷线的线路, 每基杆塔不连避雷线的工频接地电阻, 在雷季干燥时, 不宜超过下列数值:

有避雷线的线路杆塔的工频接地电阻

注: 如土壤电阻率超过2000Ωm , 接地电阻很难降低到30Ω时, 可采用6~ 8 根总长不超过500m 的放射形接地体或采用连续伸长接地体, 接地电阻不受限制。

2、送电线路接地装置的型式

2.1 在土壤电阻率ρ100Ω•M的潮湿地区,可利用铁塔的自然接地,不另设人工接地装置。

2.2 在土壤电阻率100

2.3 在土壤电阻率300

2.4 在土壤电阻率ρ>2000Ω•M的地区,可采用6~8根总长度不超过500m的放射形接地体,或连续伸长接地体。放射型接地体可采用长短结合的方式。接地埋设深度不宜小于0.3m。

2.5 居民区和水田中的接地装置,包括临时接地装置,宜围绕铁塔基础敷设闭合环形。

2.6 放射形接地体每根的最大允许长度,应根据土壤电阻率确定,见下表:

2.7 在高土壤电阻率地区,当采用放射形接地装置时,如在杆塔基础附近(在放射形接地体每根最大长度的1.5倍范围内)有土壤电阻率较低的地带,可部分采用引外接地或其他措施。

三、输电线路杆塔接地电阻偏高的原因分析

输电线路的雷击跳闸率与输电线路杆塔接地电阻密切相关。在新疆地区输电线路杆塔接地电阻偏高的地段, 往往是戈壁、山区地段,它们都有共同的特点,就是地下水位低、干燥、地形复杂、交通不便等。在我们这几年建设的750千伏乌-吐-哈输电线路工程、750千伏吐-巴输电线路工程都在戈壁、山区地段出现了部分杆塔接地电阻偏高等现象。因而, 分析杆塔接地电阻偏高的原因并采取有效的降阻措施是摆在我们面前亟待解决又非常艰难的任务。输电线路杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的, 仔细归纳起来有以下几个方面的原因。

1、客观条件方面的原因

1.1 土壤电阻率偏高。特别在新疆30里、100里风区戈壁段及山区地段, 由于土壤电阻率偏高, 对杆塔的接地电阻影响较大。据在乌-吐-哈工程及吐-巴工程统计, 接地电阻超标的杆塔所处地段的土壤电阻率大都在1000Ωm 以上, 有的地段甚至高达10000Ωm以上。

1.2地形复杂、地质条件差,戈壁卵石多、土层薄或根本没有土层。山区杆塔所在地段为山岩, 如750千伏乌-吐-哈线路后沟山区上的一些杆塔,750千伏吐-巴线路在干沟山区的一些杆塔, 所处地段基本上都是岩石, 这就给接地装置的施工带来了极大的困难。

1.3土壤干燥。在新疆30里、100里风区戈壁段,土层里含沙量非常高、相当干燥,而大地导电基本上是靠离子导电, 而可以离解的各类无机盐类只有在有水的情况下才能离解为导电的离子, 干燥的土壤导电能力是非常差的, 这是戈壁滩杆塔接地电阻偏高的原因。

2、勘探设计方面的原因

在新疆三十里、百里风区戈壁段、山区复杂地形的地段, 由于土壤不均匀, 土壤电阻率变化较大, 这就需要对每基杆塔进行认真的勘探、测量。根据每基杆塔的地形、地势、地质情况, 设计出切合实际的接地装置。而往往勘探设计人员在设计杆塔接地装置时就容易出现如下问题:

2.1不是到每基杆塔所在位置测量土壤电阻率及其分布, 而是想当然地取一个平均值, 这样, 土壤电阻率的取值就与现场实际出入较大。

2.2不根据每基杆塔的地形、地势情况合理设计杆塔接地装置并计算其接地电阻, 而是套用一些现成的图纸或典型设计。这样的设计往往与现场情况不符。现场很难按图施工。这样从设计上就留下了

先天性的不足, 造成一部分杆塔的接地电阻偏高。

3、施工方面的问题

对于输电线路杆塔的接地来说, 精心设计虽然重要, 但严格施工更重要。因为输电线路要经过地形复杂、交通不便的山川、戈壁。特别是位于山岩区的杆塔, 水平接地沟的开挖十分困难, 而接地工程又属于隐蔽工程, 如施工过程中不能实行全过程的技术监督, 就会出现如下一些问题:

3.1不按图施工。尤其是在施工困难的山区、岩石地区, 偷工减料不按图施工的现象屡有发生, 如水平接地体敷设长度不够等。

3.2接地体埋深不够。特别是山区、岩石地区,由于开挖困难, 接地体的埋深往往不够, 由于埋深不够会直接影响接地电阻值。再者, 上层土壤容易干燥, 新疆气温寒冷,受冻土层的影响等都会影响接地电阻值。另外由于上层土壤中含氧量高, 对接地体的腐蚀也就较快。

3.3回填土的问题。设计一般要求用细土回填,并分层夯实, 可在实际施工时往往很难做到, 尤其是在岩石地段施工时, 由于取土不便, 往往采用开挖出的碎石回填, 这样接地体就不能与周围土壤保持可靠的电接触, 同时还会加快接地体的腐蚀速度。

3.4采用化学降阻剂或化工盐。采用化学降阻剂或化工盐会在短期内收到降阻效果,但这是不稳定的。因为化学降阻剂和食盐会随雨水而流失, 并加速接地体的腐蚀, 在以后的时间内接地电阻迅速反弹, 并缩短接地装置的使用寿命。

4、杆塔接地电阻测量方面的原因

在近几年施工的750千伏乌-吐-哈输电线路工程、750千伏吐-巴输电线路工程中采用不同的测量接地方法、探针选的地质位置、选用的仪表对接地电阻数值影响都很大。经过大家的认真分析和研究,得出下面结论:

1、辅助接地棒B(测量仪表用的电流极棒)通常都是用直径不小于0.5cm的铁棒作成,埋入的深度一般不小于0.5m。当测量杆塔的接地电阻时,辅助接地棒本身的接地电阻不应大于250Ω,否则就不能满足仪表的灵敏度。

2、探针Z(测量仪表用的电压极棒)通常也都是用直径不小于0.5cm的铁棒作成,埋入的深度一般不小于0.5m。当测量杆塔的接地电阻时,探针本身的接地电阻不应大于1000Ω,超过此值将影响接地电阻的准确度。

四、降低输电线路杆塔接地电阻的措施

要解决输电线路杆塔接地电阻偏高的问题, 首先要对接地电阻偏高的原因进行认真的分析, 到现场进行认真的勘探测量, 进行严格的计算设计, 制定出切合实际的降阻措施, 一般来说要做好以下工作:

1、勘探测量, 要对每基杆塔所在位置的地形、地势、地质情况进行准确勘探, 测量杆塔四周的土壤电阻率及其分布情况, 找出可以利用的地质结构。

2、调查线路经过地段的雷电活动情况和活动规律, 决定所采取的防雷措施及其对杆塔接地电阻的要求。

3、调查线路杆塔经过地段土壤对钢接地体的年腐蚀和土壤的酸碱度。

4、根据以上3项内容进行计算,,设计符合现场实际需要的接地装置图, 制定出切合实际的设计, 并制定出切合实际的降阻措施和施工方案。

降低杆塔接地电阻的措施主要有:

5.1 水平外延接地。如杆塔所在的地方有水平放设的地方。因为水平放设施工费用低, 不但可以降低工频接地电阻, 还可以有效地降低冲击接地电阻。

5.2 深埋式接地极。如地下较深处的土壤电阻率较低, 可用竖井式或深埋式接地极。在选择埋设地点时应注意以下几点:

A:选在地下水位较丰富及地下水位较高的地方。

B:杆塔附近如有金属矿体, 可将接地体插入矿体上, 利用矿体来延长或扩大接地体的几何尺寸。

C:利用山岩的裂缝, 插入接地极并灌入降阻剂。

D:铺设水下接地装置, 如杆塔附近有水源, 可以考虑利用这些水源在水底或岸边布置接地极, 可以收到很好的效果。

5.3增强接地体长度

由多根射线不能满足接地体要求时,可采用两根连续伸长接地线,即将杆塔间接地体在地下相连。结合在750千伏吐-巴输电线路工程实际运用,经过分析表明,当接地体长度增大时,电感的影响随之增大,从而使冲击系数增大;当接地体达到一定长度后,再增加其长度,冲击接地电阻也不再下降。一般说来,水平接地体的有效长度不应大于100m。

5.4 采用降阻剂降低接地电阻时,应采用成熟有效地降阻剂。

5.5 设计手册的规定,对于水分较少的戈壁滩地区,测量时可在探针埋设的位置先挖0.5m的坑,然后将探针砸人坑底,再在坑内加水,同时加盐或降阻剂,使极棒周围1.5-2m范围内土壤为湿润状态,然后进行测量。

5.6 精心施工、严格检查。

A:设计图纸和施工方案制定出后,就要到现场精心地组织施工。对水平接地体, 垂直接地体的布置严格按设计要求布置, 对各焊接头的质量, 降阻剂的使用, 回填土每一个环节严格把关,对整个施工过程实行全过程的质量监督。

B:施工过程要监理到位,强化施工质量管理

监理人员要按规定采用旁站、巡视和平行检验等形式,按作业程序即时跟班到位进行监督检查。

C:工程竣工验收严格把关,加大检查复测的力度

新安装的接地装置,为了确定其是否符合设计或《规程》的要求,在工程完工后,必须经过检验才能投入正式运行。

五、结束语

偏置电路设计第9篇

光电检测技术是光学与电子学相结合而产生的一门新兴检测技术[1]。它主要利用电子技术对光学信号进行检测,并进一步传递、储存、控制、计算和显示[2]。光电检测技术从原理上讲可以检测一切能够影响光量和光特性的非电量。它可通过光学系统把待检测的非电量信息变换成为便于接受的光学信息,然后用光电探测器件将光学信息量变换成电量,并进一步经过电路放大、处理,以达到电信号输出的目的[3]。然后采用电子学、信息论、计算机及物理学等方法分析噪声产生的原因和规律,以便于进行相应的电路改进,更好地研究被噪声淹没的微弱有用信号的特点与相关性,从而了解非电量的状态。微弱信号检测的目的是从强噪声中提取有用信号,同时提高检测系统输出信号的信噪比。

1光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱,而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中,因此,要对这样的微弱信号进行处理,一般都要先进行预处理,以将大部分噪声滤除掉,并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样,就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2光电二极管的工作模式与等效模型

2.1光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作:零偏置工作和反偏置工作,图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中,在光伏模式时,光电二极管可非常精确的线性工作;而在光导模式时,光电二极管可实现较高的切换速度,但要牺牲一定的线性。事实上,在反偏置条件下,即使无光照,仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流,这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声;在反偏置时,由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此,在设计光电二极管电路的过程中,通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计,而不是对两种模式都进行最优化设计[4]。

一般来说,在光电精密测量中,被测信号都比较微弱,因此,暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号,所以,尽量避免噪声干扰是首要任务,所以,设计时采用光伏模式。

2.2光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示,它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中,IL为二极管的漏电流;ISC为二极管的电流;RPD为寄生电阻;CPD为光电二极管的寄生电容;ePD为噪声源;Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降,故为零偏置。在这种方式中,影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD,它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄,结电容的值越大。相反,较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻),则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反,光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时,耗尽层的宽度会增加,从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作,然而,线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3电路设计

3.1主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换,从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量,同时受各种不同传感器灵敏度的限制,因而所得到的电量自然是小信号,一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用,但后续电路一般为A/D转换电路,所需电压幅值一般为2V。然而,即使是这样,而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍,因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l+R2/R3,其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作,设计时需要设定合理的R2和R1值,以便得到所需幅值的输出电压。即有

3.2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比,设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性,本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路,以除去有用信号频带以外的噪声,包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号,而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中,f1、f2分别为上下限截止频率,f0为中心频率,其频带宽度为:

B=f2-f1=f0/Q

式中,Q为品质因数,Q值越大,则随着频率的变化,增益衰减越快。这是因为中心频率一定时,Q值越大,所通过的频带越窄,滤波器的选择性好。

有源滤波器是一种含有半导体三极管、集成运算放大器等有源器件的滤波电路。这种滤波器相对于无源滤波器的特点是体积小、重量轻、价格低、结构牢固、可以集成。由于运算放大器具有输人阻抗高、输出阻抗低、高的开环增益和良好的稳定性,且构成简单而且性能优良。本设计选用了去处放大器来进行设计。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器,其滤波电路采用有源滤波器完成,并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分,即低通滤波器,系统要求的低通截止频率为fc,其传递函数为:

第二部分为高通滤波器,系统要求的高通截止频率为fc,其传递函数如下:

4完整的检测电路设计

本光电检测系统设计的完整电路如图7所示。为方便表示,电路中的R2、R3即为前面等效电路模型中的RT、RF。前级部分由光电转换二极管与前级放大器组成,这也是光电检测电路的核心部分,其器件选用高性能低噪声运算放大器来实现电路匹配并将光电流转换成电压信号,以实现数倍的放大。然而,虽然前级放大倍数可以设计得很大,但由于反馈电阻会引入热噪声而限制电路的信噪比,因此前级信号不能无限放大。

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